Ses uygulamaları için anahtarlamalı güç kaynağı 250W - proje

Uzun zamandır bir ses amplifikatörüne güç sağlamak için bir ağ dönüştürücü oluşturmak istiyordum. Ne yazık ki forumda bu türden çok az proje var ve hiçbiri gereksinimlerimi karşılamadı. Böyle bir güç kaynağını sıfırdan kendim yapmaya karar verdim.
Güç kaynağını tasarlamak, inşa etmek ve test etmek neredeyse bir ayımı aldı. Bugün son testleri ve güç dayanıklılık testlerini gerçekleştirdim. Tüm testler başarılıydı, bu yüzden projenin tamamlandığını düşündüm. Proje aynı zamanda meslektaşım Michal.rogaczewski'nin konunun başında

yaptığı tembellik suçlamasına da bir yanıttır.https://www.elektroda.pl/rtvforum/topic1252127-0.html. Bu sefer herhangi bir hazır tasarım veya ATX güç kaynağının bir parçasını kullanmadan her şeyi kendim yaptım. 2 x TDA7294 için dönüştürücümle michal.rogaczewski'den daha fazlasını yaptım çünkü bir elektrik şeması çizdim, baskı için kart tasarımları hazırladım ve yapının tam bir tanımını hazırladım (aşağıya bakın). Dönüştürücü zor değildir ve daha az gelişmiş bir elektronik mühendisinin bile bunu yapabilmesi gerekir.Bunu çalıştırmak için bir osiloskopa bile ihtiyacınız yok, ancak faydalı olacaktır. Bu projeyi özellikle geçenlerde benden 494 TL'ye dayalı bir güç kaynağı şeması isteyen arkadaşım Kamilcomp'a ithaf ediyorum .

Öncelikle güç kaynağını tasarlamaya başlarken kendim için belirlediğim gereksinimleri size aktaracağım. Öncelikle ve en önemlisi kısa devre korumasına sahip olmalıdır. Bu projedeki dönüştürücüleri arkadaşlarıma sipariş üzerine yapmayı planlıyorum bu yüzden amplifikatörün ters bağlanması gibi hatalara karşı dayanıklı olmaları gerekiyor. Özellikle amplifikatörüm için diğer bir gereklilik, 250W'lık sürekli bir güce ulaşması gerektiğidir. Dönüştürücü, 2 x TDA7294 köprüsü, bir N-MOSFET AVT2762 kanalı ve benzeri gibi amplifikatörlere güç sağlayacaktır. Dönüştürücü ayrıca ön amplifikatöre, fanlara vb. güç sağlamak için kullanılacak düşük akım kapasiteli +/-9..12V ek çıkış voltajına sahip olmalıdır. Dönüştürücünün PFC güç faktörü düzelticileriyle donatılması gerekmez. veya çıkış voltajı stabilizasyonu,


GENEL OLARAK DÖNÜŞTÜRÜCÜ HAKKINDA

Dönüştürücü şu şemaya göre yapılır: Grafik formatında kart tasarımı: Kart boyutları 150x100mm'dir. Grafik formatında montaj şeması:












Dönüştürücü, ATX güç kaynağı gibi çoğu şirketin SMPS'sinde bulunan birkaç temel modülden oluşur. 230Vac güç kaynağında bir sigorta, bir termistör ve C21, R21 ve L5'ten oluşan bir ağ filtresi bulunur. Daha sonra, doğrultucu köprüsü D26-D29 ve dönüştürücü giriş kapasitörleri C18 ve C19 ve güç transistörleri Q8 ve Q9, transformatör üzerindeki voltajı değiştirir. Güç transistörleri, en popüler PWM kontrol cihazlarından biri olan TL494 (KA7500) tarafından ek bir transformatör T2 aracılığıyla kontrol edilir. Çıkış gücünü ölçmek için birincil sargıya seri olarak bir T3 akım transformatörü bağlanır. T1 transformatörünün iki bölünmüş sekonder sargısı vardır. Bunlardan biri 2x35V, diğeri 2x12V voltaj üretiyor. Her sarımda D14-D17 ve D22-D25 hızlı diyotlar bulunur ve bunlar toplamda 2 Graetz köprüsü oluşturur.


MODEL SİSTEM

Bitmiş güç kaynağının fotoğraflarını sunuyorum: İki TDA7294 amplifikatöre güç sağlamak için kendi sistemimi yaptım. Transformatörü, boyutları ETD29'a çok benzeyen, biraz daha büyük bir pencere kesitine sahip bir ATX güç kaynağından gelen bir çekirdeğe sardım. Dönüş sayısı diyagramda verilmiştir. Çıkış voltajları sırasıyla +/-34V ve +/-10,5V'dur. Testlerin başında +/-34V hattına 470uF kapasitörler ve 6.8uH/14A çıkış bobinleri yerleştirdim:







+/-34V hattını 14Ω dirençli yük ile yükledikten sonra voltaj +/-31V'a düşer. Bu, bu kadar küçük bir ferrit çekirdek için oldukça iyi bir sonuçtur. 5 dakika sonra D22-D25 diyotlar, ana transformatör ve mosfetler ısındı. Bu sıcaklıklar 50*C civarındadır, dolayısıyla hala güvenlidirler. İki TDA7294 kanalını bağlayıp tamamen çalıştırdıktan sonra voltaj +/-30V'a düştü. Dönüştürücü bileşenleri dirençli yüke benzer şekilde ısındı. Son devre 2200uF çıkış kapasitörleri ve 22uH/14A bobinlerle donatılmıştır. Gerilim düşüşleri 6,8uH'ye (+/-30V'a kadar) göre biraz daha yüksektir, ancak bunların kullanımı mosfetlerin ısınmasını önemli ölçüde azaltmıştır, çünkü yaklaşık 250W güçte birkaç dakikalık testten sonra mosfetler ısınmıştır. yalnızca 40*C'ye kadar.

Her iki çıkış da ampullerle yüklendiğinde çıkış voltajı, güç 20W:




Gönderinin geri kalanında cihazın ve nasıl yapıldığına dair çok uzun ve ayrıntılı bir açıklama yer alıyor. Bu sistemi kurmak isteyen herkesin okuması gerekiyor.


GÜÇ KAYNAĞININ ÇALIŞMA PRENSİBİ

230Vac voltajı, D26-D29 diyotlarından yapılmış bir Graetz köprüsü ile doğrultulur. Giriş kapasitörleri C18 ve C19, 320V ortak mod voltajına kadar şarj edilir ve dönüştürücü yarım köprü sisteminde çalıştığı için bunları ikiye bölerek kapasitör başına 160V verir. Bu voltaj ayrıca R16 ve R17 dirençleri tarafından simetrik hale getirilir. Bu bölme sayesinde T1 transformatörünü hoparlör gibi tek bir amplifikatör kanalına bağlamak mümkündür. Daha sonra kapasitörler arasındaki potansiyel toprak olarak kabul edilir ve primer sargının bir ucu bağlanır ve diğer uca +160V ve bir kez -160V gerilim uygulanır. Transformatör T1'in birincil sargısındaki gerilimlerin değiştirilmesi, N-MOSFET güç transistörleri Q8 ve Q9'un dönüşümlü olarak açılmasıyla gerçekleştirilir.
Bağlantı kapasitörü C10 ve akım transformatörünün T3 birincil sargısı, transformatörün birincil sargısı ile seri olarak yerleştirilmiştir. Bağlantı kapasitörü sistemin çalışması için gerekli değildir, ancak çok önemli bir rol oynar - giriş kapasitörlerinden asimetrik akım tüketimine ve dolayısıyla bunlardan birinin 200V'un üzerinde bir voltaja yüklenmesine karşı koruma sağlar. Yine primer sargıya seri bağlanan T3 akım trafosu kısa devre koruması görevi görür. Akım trafosu galvanik izolasyon sağlar ve azaltılmış akımın değerini, oranına göre doğrulukla ölçmenize olanak tanır. Görevi, kontrol cihazını birincil sargı T1'den akan akımın değeri hakkında bilgilendirmektir.
Ana transformatörün birincil sargısına paralel olarak sözde C13 ve R18’den oluşan söndürme sistemi. Güç transistörleri anahtarlandığında indüklenen voltaj salınımlarını bastırır. Mosfetler için tehlikeli değildirler çünkü entegre diyotları kanalizasyondaki aşırı gerilimlere karşı etkili bir koruma sağlar. Ancak voltaj salınımları dönüştürücünün verimliliği üzerinde olumsuz bir etkiye sahip olabilir, bu nedenle bunların ortadan kaldırılması önemlidir.
Güç MOSFET'leri üst transistörün kaynak potansiyelinin değişmesi nedeniyle doğrudan sürücüden kontrol edilemez. Transistörler özel bir kontrol transformatörü T2 aracılığıyla kontrol edilir. Tam köprü itme-çekme modunda çalışan, güç transistörlerini dönüşümlü olarak açan sıradan bir darbe transformatörüdür. T2 kontrol transformatörü, girişte, kontrolör tarafından belirlenen voltajı üretmenin yanı sıra, çekirdek manyetikliği giderme voltajına karşı koruma sağlayan, sargılardaki voltajı kontrol eden bir dizi elemana sahiptir. Kontrolsüz demanyetizasyon voltajı sadece güç transistörünü açık tutmakla kalmayacak, aynı zamanda çok düşük sızıntı nedeniyle kapısının bozulmasına da neden olabilecektir. Demanyetizasyon voltajının ortadan kaldırılmasından doğrudan sorumlu olan elemanlar D7 ve D9 diyotları ve Q3 ve Q5 transistörleridir. Ölü zaman sırasında, her iki mosfet de kapalıyken, akım D7 ve Q5'ten (veya D9 ve Q3'ten) akar ve manyetiklik giderme voltajını yaklaşık 1,4V'ta tutar. Bu voltaj güvenlidir ve güç transistörünü açamaz. Kontrol transformatörünün sekonder sargıları ile mosfet geçitleri arasında ilave tamponlar bulunmaktadır. Bunları orada kontrol transformatörünün rolünü kapıları şarj etmekle sınırlamak için kullandım. Kapılar D18, D19 ve D20, D21 diyotları tarafından şarj edilir ve transformatör üzerindeki voltaj kaybolduğunda, kapılar ek Q6 ve Q7 transistörleri tarafından boşaltılır. akım D7 ve Q5'ten (veya D9 ve Q3) geçer ve manyetiklik giderme voltajını yaklaşık 1,4V'ta tutar. Bu voltaj güvenlidir ve güç transistörünü açamaz. Kontrol transformatörünün sekonder sargıları ile mosfet geçitleri arasında ilave tamponlar bulunmaktadır. Bunları orada kontrol transformatörünün rolünü kapıları şarj etmekle sınırlamak için kullandım. Kapılar D18, D19 ve D20, D21 diyotları tarafından şarj edilir ve transformatör üzerindeki voltaj kaybolduğunda, kapılar ek Q6 ve Q7 transistörleri tarafından boşaltılır. akım D7 ve Q5'ten (veya D9 ve Q3) geçer ve manyetiklik giderme voltajını yaklaşık 1,4V'ta tutar. Bu voltaj güvenlidir ve güç transistörünü açamaz. Kontrol transformatörünün sekonder sargıları ile mosfet geçitleri arasında ilave tamponlar bulunmaktadır. Bunları orada kontrol transformatörünün rolünü kapıları şarj etmekle sınırlamak için kullandım. Kapılar D18, D19 ve D20, D21 diyotları tarafından şarj edilir ve transformatör üzerindeki voltaj kaybolduğunda, kapılar ek Q6 ve Q7 transistörleri tarafından boşaltılır. Tahrik transformatörünün rolünü kapıları şarj etmekle sınırlamak için. Kapılar D18, D19 ve D20, D21 diyotları tarafından şarj edilir ve transformatör üzerindeki voltaj kaybolduğunda, kapılar ek Q6 ve Q7 transistörleri tarafından boşaltılır. Tahrik transformatörünün rolünü kapıları şarj etmekle sınırlamak için. Kapılar D18, D19 ve D20, D21 diyotları tarafından şarj edilir ve transformatör üzerindeki voltaj kaybolduğunda, kapılar ek Q6 ve Q7 transistörleri tarafından boşaltılır.
Mosfet kapılarındaki voltaj grafiği:


Osilogram açıkça "adım"ı gösterir; bu, çekirdeğin D7 ve D8 (D6 ve D9) diyotları tarafından manyetikliği giderilmeyi bıraktığı ve Q3 ve Q4 transistörleri tarafından ters yönde mıknatıslanmaya başladığı andır. (S2 ve S5). T2 çekirdeğinin manyetikliği giderme aşamasında kapı voltajı 18V'a ulaşırken mıknatıslanma aşamasında yaklaşık 14V'a düşer.
Neden IR sürücülerinden birini kullanmadım? Her şeyden önce kontrol transformatörü daha güvenilir ve öngörülebilirdir. IR sürücüleri çok kararsız ve hataya duyarlıdır. Ayrıca bu çiplerle ilgili hoş olmayan deneyimler yaşadım.

Ana transformatör T1'in sekonder sargılarında alternatif bir voltaj üretilir, bu nedenle onu düzeltmek gerekir. Doğrultucunun rolü, Graetz sistemindeki simetrik bir voltaj üreten hızlı doğrultucu diyotlar tarafından oynanır. Diyotların arkasında çıkış bobinleri vardır - bunların varlığı dönüştürücünün verimliliğini etkiler, güç transistörlerinden biri açıldığında çıkış kapasitörlerinin şarj akımındaki tepe noktalarını bastırırlar. Sonunda voltajın çok yüksek değerlere "sürünmesini" önleyen ön yük dirençlerine sahip çıkış kapasitörleri bulunur.


KONTROLÖR

Kontrolör, dönüştürücünün kalbidir, bu yüzden onu daha ayrıntılı olarak anlatmak istiyorum. Dönüştürücümde TL494 denetleyici kullandım ve çalışma frekansını ATX güç kaynaklarındakiyle aynı, yani 30kHz olacak şekilde ayarladım. Dönüştürücünün çıkış voltajı stabilizasyonu yoktur, bu nedenle kontrolör sürekli olarak %85 ​​olan maksimum darbe görev faktörüyle çalışır. Kontrolör, C5 ve R7 elemanlarından oluşan bir yumuşak başlatma sistemi ile donatılmıştır. Dönüştürücüyü çalıştırdıktan sonra sistem, dolum faktörünün %0'dan başlayarak hafif bir artışını sağlar, böylece çıkış kapasitörlerini şarj eden akım dalgalanmasını ortadan kaldırır. Yumuşak başlatma sistemi aynı zamanda güç transistörlerini çok tehlikeli yarı açık fenomene karşı koruyan bir sisteme kısmen bağlıdır. TL494 7-8V arası çalışabilir, ve kontrol transformatörünün (T2) tamponuna böyle bir besleme voltajı, kapılarda 3V düzeyinde voltajlara neden olur. Bu tür tamamen açık olmayan transistörler onlarca voltu tutacak, bu da bağlantı noktalarında büyük güç kayıplarına neden olacak ve SOAR sınırını aşma olasılığı yüksek olacaktır. Bunu önlemek için besleme voltajındaki çok yüksek düşüşlere karşı koruma uyguladım. Direnç bölücüler R4 ve R5 ve transistör Q1'den oluşur. Gerilim 14..15V'a düştükten sonra Q1 transistörü yumuşak başlatma kapasitörünü boşaltır, böylece doluluk %0'a düşer. Besleme voltajının çok yüksek düşmesine karşı koruma yaptım. Direnç bölücüler R4 ve R5 ve transistör Q1'den oluşur. Gerilim 14..15V'a düştükten sonra Q1 transistörü yumuşak başlatma kapasitörünü boşaltır, böylece doluluk %0'a düşer. Besleme voltajının çok yüksek düşmesine karşı koruma yaptım. Direnç bölücüler R4 ve R5 ve transistör Q1'den oluşur. Gerilim 14..15V'a düştükten sonra Q1 transistörü yumuşak başlatma kapasitörünü boşaltır, böylece doluluk %0'a düşer.
Kontrolörün bir diğer görevi de dönüştürücüyü kısa devreye karşı korumaktır. Kontrolör, T3 akım trafosu aracılığıyla primer sargı akımı hakkında bilgi alır. İkincil sargıdaki (T3) akım, üzerine küçük bir voltajın biriktirildiği direnç R9'dan akar. PR1 potansiyometresi aracılığıyla R9 üzerindeki voltaj hakkındaki bilgiler TL494 hata amplifikatörüne gider ve sürekli olarak R1 ve R2 direnç bölücünün voltajıyla karşılaştırılır. Kontrol cihazı PR1 potansiyometresinde 1,6V'tan yüksek bir voltaj algılarsa, transistörleri SOAR sınırını aşmadan önce kapatır ve D1 ve R3 aracılığıyla "kilitler". Güç transistörleri, dönüştürücü yeniden başlatılana kadar kapalı kalır. Ne yazık ki bu koruma yalnızca +/-35V hattında düzgün çalışıyor. +/-12V hattı çok daha zayıf olduğundan kısa devre durumunda yeterli akım akmayabilir,
Kontrolör, kapasitör empedansını kullanan transformatörsüz bir güç kaynağı tarafından çalıştırılır. Ağdan reaktif güç alan ve dolayısıyla akımın akmasına neden olan iki kapasitör C20 ve C24, D10-D13 doğrultucu aracılığıyla filtreleme kapasitörünü C1 şarj eder. DZ1 zener diyotu, C1'deki çok yüksek voltaj artışına karşı koruma sağlar ve onu 18V'da stabilize eder.


TRANSFORMATÖRLER

Tüm konvertörün verimliliği ve çıkış voltajındaki düşüşler darbe transformatörünün kalitesine ve işçiliğine bağlıdır. Ancak transformatör yalnızca elektrik enerjisini dönüştürme işlevini yerine getirmekle kalmaz, aynı zamanda 230Vac şebekesinden galvanik izolasyon da sağlar, dolayısıyla kullanıcının güvenliği üzerinde büyük bir etkiye sahiptir. Burada böyle bir transformatörün nasıl düzgün şekilde yapılacağını adım adım anlatacağım.
Öncelikle bir ferrit çekirdeğe sahip olmanız gerekir. Çekirdekte hava boşluğu olamaz, yarıları birbirine mükemmel şekilde oturmalıdır. Elbette çekirdeğin bir karkası olmalı, aksi takdirde onu sarmak imkansız olacaktır. Teorik olarak burada toroidal bir çekirdek kullanılabilir, ancak sarımlar arasında iyi bir yalıtım sağlamak ve birkaç düzine sarım yapmak oldukça zahmetli olacaktır. Ferrit çekirdekler Allegro'da Elektronik devrelerin güç kaynağı bölümünün moderatörü tarafından satılmaktadır.
Allegro arama motoruna bağlantı (açık artırmaya değil):
http://allegro.pl/search.php?sg=0&string=ferrytowy
Tarif edilen dönüştürücü için ETD34 çekirdeğini veya son olarak ETD29'u öneririm ancak bu durumda maksimum sürekli güç en fazla 150-200W olacaktır. Çekirdekler ve nakliye biraz maliyetli olduğundan en iyi çözüm hasarlı bir ATX güç kaynağı satın almaktır. Allegro'da hasarlı güç kaynakları birkaç kuruşa mal olur ve gerekli tüm transformatörlere ek olarak aşağıdakiler de dahil olmak üzere birçok yararlı öğe içermesi nedeniyle dönüştürücümüzün yapım maliyetini önemli ölçüde azaltacaktır: şebeke filtresi, kapasitörler, diyotlar ve hatta bazen TL494 (KA7500).
Transformatörlerin ATX güç kaynağı panosundaki lehimleri tercihen bir ısıtma havyası kullanılarak yavaşça sökülmelidir. Lehim sökme işleminden sonra transformatörü sökmeye çalışmayın, çünkü bu çekirdeğin çatlamasına neden olur. Transformatörü su dolu bir tencereye koyun ve kaynatın. 5 dakika piştikten sonra çekirdeği tencereden dikkatlice çıkarmanız ve çekirdek yarımlarını bir bezle nazikçe tutmanız, mutlaka sağlam yerlerine alıp hafifçe bükerek ayırmanız gerekir. Soyulmak istemiyorlarsa zorlamayın; çatlamış bir çekirdek artık hiçbir işe yaramayacaktır! Çekirdeği tekrar tencereye koyup 5 dakika daha pişirmeniz gerekiyor. Bir tencerede birkaç transformatör pişirebilirsiniz , bu nedenle kalan iki çekirdeği aynı anda sökmeye değer.
Ana transformatörü sarma işlemi, karkas üzerine saracağımız sarım sayısını ve telleri sayarak başlamalıdır. Sabit çalışma frekansı ve varsayılan 250mT'lik maksimum indüksiyon nedeniyle, birincil sargıdaki sarım sayısı yalnızca ferrit çekirdeğin ana kolonunun kesit alanına bağlıdır. Yarım köprü çalışması nedeniyle maksimum indüksiyon 250 mT ile sınırlıdır - burada mıknatıslanma asimetrisine neden olmak kolaydır.
Dönüş sayısını hesaplama formülü:
n = 53 / Qr,
burada n, birincil sargının sarım sayısıdır ve Qr, cm^2 cinsinden verilen ana çekirdek kolonunun kesit alanıdır. Yani, kolon kesiti 0,5 cm^2 olan bir çekirdek için 106 tur sarmanız gerekecektir ve kesiti 1,5 cm^2 olan bir çekirdek için yalnızca 35 tur sarmanız gerekecektir. Lütfen yarım bobin saramayacağınızı unutmayın; her zaman birliğe yuvarlayın. Daha fazla dönüş sarmanın bir sakıncası yoktur ancak sarım direnci gereksiz yere artar ve karkas daha da sıkılaşır.İkincil sargılardaki sarım sayısının hesaplanması diğer transformatörlerle aynıdır - çıkışın giriş voltajına oranı, ikincil sarımdaki sarım sayısının birincil sarımdaki sarım sayısına oranına tam olarak eşittir . Model sistemde sekonder sargılar +/-35V ve +/-11V olarak sayılmıştır. Bir sonraki adım, sargı tellerinin kalınlığını hesaplamaktır. Tellerin kalınlığını hesaplarken dikkate alınması gereken en önemli şey, çekirdek pencerenin tamamını tel ile doldurma ihtiyacıdır - transformatör sargılarının manyetik bağlantısı ve dolayısıyla çıkış voltajındaki düşüşler buna bağlıdır. Tel katmanlarının kalınlığının veya tel kesitinin hesaplanması hakkında yazmayacağım çünkü her birimiz ortaokula gittik ve geometrinin temellerini biliyoruz.Çekirdek pencereden geçen tüm tellerin toplam kesitinin çekirdek pencerenin (çekirdek pencere - telin çekirdekten geçtiği yer) kesitinin yaklaşık %40-50'si olması gerektiğini söyleyeceğim. Transformatörü ilk kez saracaksak %40'a yakın bir değere sadık kalmalıyız.Hesaplamalarda sargı tellerinin kesitinden akan akımların değerleri de dikkate alınmalıdır. Genellikle 5A/mm2 akım yoğunluğu varsayılır ve bu değerin aşılmaması gerekir, daha düşük akım yoğunluklarının kullanılması şiddetle tavsiye edilir.Model sistemde primer taraftaki akım 220W/140V=1.6A olduğundan telin kesiti 0.32mm^2 yani kalınlığı 0.6mm olmalıdır. Sekonder taraftan 220W/54V=4,1A akım akacaktır, bunun sonucunda 0,82mm kesit ve 1mm tel kalınlığı elde edilecektir. Her iki durumda da yük altında maksimum voltaj düşüşlerini hesaba kattım. Darbe transformatörlerinde meydana gelen cilt etkisinden dolayı tel kalınlığının çalışma frekansıyla sınırlı olduğu da unutulmamalıdır - bizim durumumuzda 30kHz için maksimum tel kalınlığı 0,8...0,9 mm'dir. 1 mm kalınlığında tel yerine iki ince tel kullanmak daha iyidir.Dönüş ve tel sayısını hesapladıktan sonra, pencerenin tahmini bakır dolumunun% 40-50 olup olmadığını kontrol edin - öyleyse sarma işlemine devam edin.
Transformatörün birincil sargısı iki parçaya bölünmelidir. Birincil sargının ilk kısmı (model sistemde 35 tur) ilk olarak boş bir karkas üzerine sarılır. Sargının karkas üzerine sarılma yönünü not etmek gerekir - sarımın ikinci kısmı aynı yönde sarılmalıdır. Sargının ilk kısmını sardıktan sonra, ikinci ucunu tahtaya girmeyen geçici, kısaltılmış bir pime lehimleyin. Daha sonra, sarımın üzerine 3-4 kat yalıtım bandı koymanız ve ikincil sargının tamamını çift telli sarmanız gerekir - bu, sarımın her iki parçasını aynı anda yan yana çalıştırmayı, paralel sarmayı içeren bir sarma yöntemi anlamına gelir, ancak sonunda seri bağlanıyor. Bu sarma yöntemi gerekli değildir ancak sarımların simetrisini geliştirir. +/-12V voltaj için başka bir ikincil sargı, az miktarda boş alanın olduğu yerlerde doğrudan +/-35V sargıya sarılabilir ve ardından her şeyi 3-4 kat yalıtım bandıyla iyice yalıtabilirsiniz. Tabi sarım uçlarının karkas pimlerine gittiği yerleri de yalıtmanız gerekiyor. Son sarım olarak, birincil sarımın ikinci kısmı mutlaka bir öncekiyle aynı yönde sarılmalıdır. Sardıktan sonra son sarımı yalıtabilirsiniz ancak bu gerekli değildir. mutlaka öncekilerle aynı yönde. Sardıktan sonra son sarımı yalıtabilirsiniz ancak bu gerekli değildir. mutlaka öncekilerle aynı yönde. Sardıktan sonra son sarımı yalıtabilirsiniz ancak bu gerekli değildir.
Sargılar hazır olduğunda çekirdek yarımlarını birleştirmeniz gerekir. Birbirlerine yapışmazlar, ancak herhangi bir yapıştırıcıyla yapıştırılmamalıdırlar çünkü bu, manyetik devrede bir "yapıştırıcı" boşluğu yaratacaktır. Bana göre en iyi ve kanıtlanmış çözüm, yalıtım bandını damlacık tutkalla birleştirmektir. Çekirdeği dışarıdan yalıtım bandıyla birkaç kez sarın ve oldukça sıkı bir şekilde gerdirin. Gerilmiş katmanı sardıktan sonra, 2. kat bandı normal şekilde, germeden sarmanız gerekir. Tüm katmanları sardıktan sonra, bandı dışarı çıkmayacak şekilde çekirdekten kesmeniz ve her şeyi, özellikle bandın bittiği yeri ve çekirdek şekillerinin bağlantı noktalarını tutkalla kaplamanız gerekir.

Kontrol transformatörü diğer darbe transformatörleri gibi yapılır. Çekirdek olarak ATX güç kaynaklarından küçük bir EE/EI kullanabiliriz. Allegro'dan toroidal bir çekirdek de satın alabilirsiniz, bu amaçla TN-13 veya TN-16'yı öneririm. Dönüş sayısı her zaman olduğu gibi çekirdeğin merkezi kolonunun kesitine ve toroidal çekirdekler durumunda çekirdek çevresinin kesitine bağlıdır. Formül:
n = 8 / Qr,
burada n birincil sargının sarım sayısıdır ve Qr, cm^2 cinsinden verilen çekirdek çevresinin kesit alanıdır. İkincil sargılar, birincil sargılarla aynı sayıda dönüşle sarılmalı, yalnızca küçük sapmalara izin verilmektedir. Ancak her iki sekonder sargının da mutlaka aynı sayıda dönüşle sarılması gerekir.
Transformatör sadece bir çift mosfeti kontrol edeceği için telin kalınlığı önemli değil, minimum kalınlığı 0,1 mm'den az, tabi biz elimizde olanı kullanıyoruz, ben 0,3 mm kullandım. Birincil sargının ilk yarısı sırayla sarılmalıdır - yalıtım katmanı - birinci ikincil sargı - yalıtım katmanı - ikinci ikincil sargı - yalıtım katmanı - birincil sargının ikinci yarısı. Burada sargıların sarılma yönü çok önemlidir - mosfetlerin aynı anda değil, dönüşümlü olarak açılması gerekir. Sargıları sardıktan sonra çekirdeği önceki transformatördekiyle aynı şekilde bağlarız.

Akım trafosu çok benzer şekilde yapılır. Burada sarım sayısı daha keyfidir, ikincil sargıdaki sarım sayısı prensip olarak yeterlidir:
n = 4 / Qr,
burada n, sekonder sargının dönüş sayısıdır ve Qr, cm^2 cinsinden çekirdek çevresinin kesit alanıdır. Ancak bu sargıdaki akımlar çok küçük olduğundan, daha fazla sayıda sarım kullanmak her zaman daha iyidir. Ancak her iki sargının sarım sayısının uygun oranını korumak daha önemlidir. Bu oranı değiştirmeye karar verirsek R9 direncinin değerini düzeltmemiz gerekecek.
Dönüş sayısına bağlı olarak R9'u hesaplama formülü şu şekildedir:
R9 = (0,9Ω * n2) / n1,
burada n2 ikincil sargıdaki sarım sayısıdır, n1 ise birincil sarımdaki sarım sayısıdır. R9'un değiştirilmesiyle birlikte C7'nin de buna göre değiştirilmesi gerekiyor. Akım trafosunu toroidal bir çekirdeğe sarmak daha kolaydır, ben TN-13 veya TN-16'yı öneririm. Ancak şekillendirilmiş bir çekirdek üzerine transformatör yapmak mümkündür. Transformatörü toroidal bir çekirdeğe sararsak, sekonder sargının önce çok sayıda dönüşle sarılması gerekir. Daha sonra yalıtım bandı ve son olarak 0,6-0,8 mm kalınlığında bir tel ile birincil sargı.


BİLEŞENLERİN AÇIKLAMASI

Elektronik mağazalarında bulunmayan tüm olağandışı öğeler ATX güç kaynağında bulunabilir, bu nedenle bu tür hasarlı güç kaynaklarını satın almaya değer. 230Vac güç kaynağı üzerinde termistör bulunmaktadır. TME.PL'den satın alabilir veya bir ATX güç kaynağından alabilirsiniz.
L5 bobini ve C20, C21, C24 kapasitörleri ayrıca ATX güç kaynaklarında bulunabilir veya TME.PL'den satın alınabilir.
Teorik olarak, D26-D29 diyotları 400V'luk bir arıza voltajı için yeterlidir, ancak canlı bir ağın varlığı, en az 600-800V gibi biraz daha yüksek arıza voltajları gerektirir. ATX güç kaynağında hazır bir doğrultucu bulunabilir. Denetleyiciye güç sağlayan aynı Graetz köprü diyotları da en az 600V için kullanılmalıdır. Bunlar ucuz ve popüler 1N4007 veya benzeri olabilir.
Kontrolörün besleme voltajını sınırlayan zener diyotu, 0,5-0,7W'lık bir güç kaybına dayanmalı, dolayısıyla nominal gücü 1W veya daha fazla olmalıdır.
C18 ve C19 kapasitörleri farklı bir kapasiteyle kullanılabilir ancak muhtemelen 220 uF'den az olamaz. Dönüştürücüyü ağa bağlarken gereksiz yere artan akım dalgalanması ve daha büyük boyutlar nedeniyle bu güç için 470 uF'den büyük kapasitanslar kullanılmamalıdır - bunlar sığmayabilir. Kondansatörler C18 ve C19 TME.PL'den satın alınabilir, ayrıca her ATX güç kaynağında da bulunurlar.
Güç transistörleri Q8 ve Q9, çoğu elektronik mağazasında her biri üç kırk karşılığında bulunabilen çok popüler IRF840'tır. Prensip olarak, 500-600V için diğer mosfetler burada kullanılabilir, ancak bu, R12 ve R13 kapı dirençlerinin değiştirilmesini içerir. Şu anda kullanılan 75Ω, kapı açma/kapama süresinin yaklaşık 1us olmasını sağlar. Alternatif olarak 68ohm veya 82ohm ile de değiştirilebilirler.
Mosfet kapılarının ve kontrol transformatörünü kontrol edenlerin önündeki tamponları BD135/136 transistörleri kullanarak yaptım. BC639/BC640 veya 2SC945/2SA1015 gibi arıza voltajı 30-40V'un üzerinde olan ve BCE pin çıkış sistemine sahip diğer transistörler burada kullanılabilir. İkincisi ATX güç kaynaklarından, monitörlerden vb. Çıkarılabilir. Dönüştürücünün çok önemli bir unsuru C10 kapasitördür. Büyük darbe akımlarının akışına uyarlanmış, metalize veya çift metalize bir polipropilen MKP kapasitör olmalıdır. Böyle bir kapasitör ATX güç kaynaklarında bulunur ve şu şekilde görünür: Ne yazık ki bazen güç kaynağı arızasının nedeni budur, bu nedenle kararmış olup olmadığını görmek için dikkatlice incelemeniz ve bir metre ile kontrol etmeniz gerekir.



C13 ve R18'den oluşan snubber sistemi, osiloskop kullanılarak trafo sargısındaki gerilim grafiklerine bakılarak seçilmelidir. Osiloskopunuz yoksa şemada gösterilen varsayılan baskılayıcı sistemi kullanın. ATX güç kaynağından gelen bir transformatör kullanırsak, bu özel transformatördeki salınımları azaltmak için bir baskılayıcı sistem de kullanabiliriz.
+/-35V voltajı düzelten D22-D25 diyotları için paralel bağlı UF5408 çiftleri kullandım, ancak daha iyi bir çözüm, daha düşük ileri voltajlara ve daha yüksek nominal akıma sahip tek BY500/600 diyotları kullanmak olacaktır. Mümkünse, bu diyotlar uzun uçlara lehimlenmelidir - bu onların soğumasını iyileştirecektir.
L3 ve L4 bobinleri, ATX güç kaynaklarının toroidal toz çekirdeklerine sarılabilir; bunlar, baskın bir sarı renk ve beyaz boyalı bir duvarla karakterize edilir. Her birinde 15-20 dönüş bulunan 23 mm çapındaki çekirdekler yeterlidir. Bununla birlikte, testler bunların gerekli olmadığını göstermiştir - bobinsiz dönüştürücü çalışır ve gücünü elde eder, ancak transistörler, diyotlar ve C10 kondansatörü darbe akımlarının akışı nedeniyle daha fazla ısınır. L3 ve L4 bobinleri tüm sistemdeki yükü hafifletir, konvertörün verimliliğini artırır ve arıza oranını azaltır.
Çıkış kondansatörleri C14 ve C15'in kapasiteleri büyük olduğundan 105*C'de olmasına gerek yok, tabii ki temin etmekten zarar gelmez.Ayrıca güç amplifikatörü kartına doğrudan 2x470..1000uF eklemeniz gerekir. .
+/-12V doğrultucu diyotlar D14-D17, bu hattın mevcut verimliliği üzerinde büyük bir etkiye sahiptir. Bu hat, ön amplifikatöre ek olarak fanlara, ek bir kulaklık amplifikatörüne ve örneğin bir spektrum analizörüne de güç verecekse, en az 1A diyotlar kullanılmalı ve uygun akımlar için L1 ve L2 bobinleri sağlanmalıdır. Bununla birlikte, eğer +/-12V hattı yalnızca ön yükselticiye güç veriyorsa, bu da yakl. 10-80mA, hatta 1N4148 bile güvenle kullanılabilir.L1 ve L2 bobinleri aslında gerekli değildir, ancak bunların varlığı, elektrik şebekesinden gelen parazitin filtrelenmesini iyileştirir. Son çare olarak tüketilen akımın düşük olduğu durumlarda (<200mA) bunun yerine 4.7ohm dirençler kullanılabilir.
Gerilim artış sınırlayıcıları R22 ve R23'ün şemada gösterildiği gibi kullanılmasına gerek yoktur. Daha düşük güce sahip daha büyük dirençler kullanabilir ve voltajın "sürünme" olup olmadığını kontrol edebilirsiniz. Artmaya devam ederse daha küçük, daha güçlü dirençler kullanmanız gerekir. Bu dirençler, daha yüksek güce ve uygun dirence sahip bir direnç elde etmek için seri veya paralel bağlanan uygun düşük güçlü dirençlerden oluşabilir.


BAŞLATMAK

Tahtayı aşındırdıktan sonra, en küçüğünden başlayıp en büyüğüne kadar elemanları birleştirmeye başlayın. L5 bobini dışındaki tüm bileşenler lehimlenmelidir. Montajı tamamladıktan ve kartın soğuk lehim bağlantılarını kontrol ettikten sonra PR1 potansiyometresini en sol konuma ayarlayın ve şebeke voltajını 230Vac INPUT konektörüne bağlayın. C1 kapasitöründe 18V'luk bir voltaj görünmelidir. Gerilim yaklaşık 14V'ta durursa, bu, kontrol transformatöründe veya güç transistörlerinde bir sorun olduğu, yani izolasyon ve kontrol devresinde bir kısa devre olduğu anlamına gelir. Osiloskopa sahip olanlar transistör kapılarındaki voltajları kontrol edebilirler. Eğer kontrol cihazı düzgün çalışıyorsa mosfetlerin doğru şekilde açılıp açılmadığını kontrol edebilirsiniz. Seri bağlı 12V ampul ile 12V çıkış voltajına sahip bir güç kaynağı hazırlayın.


12V güç kaynağını ve denetleyici güç kaynağını açtıktan sonra +/-35V hattında yaklaşık +/-2V'luk bir voltaj görünmelidir. Bu durum transistörlerin dönüşümlü olarak doğru şekilde kontrol edildiği anlamına gelir. 12V güç kaynağındaki ampul yanıyorsa ve çıkışta voltaj görünmüyorsa bu, her iki güç transistörünün aynı anda açık olduğu anlamına gelir. Böyle bir durumda kontrol transformatörünün lehimi sökülmeli ve kontrol transformatörünün sekonder sargılarından birinin pinleri değiştirilmelidir. Transformatörü tekrar lehimleyip 12V güç kaynağı ve ampul ile tekrar denemelisiniz.
Deneme başarılı olursa ve çıkışta +/-2V alırsak, güç kaynağının ampulle bağlantısını kesebilir ve L5 bobinini lehimleyebiliriz. Şu andan itibaren dönüştürücü, 12V güç kaynağına benzer şekilde 230V/60W ampul kullanılarak canlı bir 230Vac ağda başlatılmalıdır. Şebekeye bağlandıktan sonra ampul kısa bir süre yanıp sönmeli ve hemen tamamen sönmelidir. Çıkış, +/-35 ve +/-12V (veya transformatördeki dönüş sayısının oranına bağlı olarak başka) voltajlara sahip olmalıdır. Bunları küçük bir güçle yüklemeyi deneyebilirsiniz, ancak daha sonra dönüştürücünün besleme voltajı düşecek ve girişteki ampul yanmaya başlayacaktır. Bu testten sonra yapmamız gereken tek şey, dönüştürücüyü doğrudan ağa bağlamak ve gücü kontrol etmek için örneğin yaklaşık 15-20 ohm dirençli bir su ısıtıcısını +/-35V hattına bağlamaktır. PR1 şu şekilde ayarlanmalıdır: böylece dönüştürücü bir ısıtıcı ile yüklendikten sonra kapanmaz. Konvertör suyu ısıtmaya başladığında +/-35V hattındaki voltaj düşüşlerini kontrol edebilir ve çıkış gücünü hesaplayabilirsiniz. Dönüştürücünün güç dayanıklılığını kontrol etmek için 15ohm'luk bir ısıtıcı üzerinde 5-10 dakikalık bir test yeterlidir. Bu süre zarfında tüm dönüştürücü bileşenlerinin nominal sıcaklıklarına kadar ısınması için zaman olacaktır. Mosfetlerin soğutucusunun sıcaklığını ölçmekte fayda var, 25*C ortam sıcaklığında 50-60*C'yi geçmemelidir. Son olarak, dönüştürücüyü tam tahrikli bir amplifikatörle yüklemeniz ve PR1 potansiyometresini mümkün olduğunca sola, ancak dönüştürücünün kapanmaması için ayarlamanız gerekir. Dönüştürücünün güç dayanıklılığını kontrol etmek için 15ohm'luk bir ısıtıcı üzerinde 5-10 dakikalık bir test yeterlidir. Bu süre zarfında tüm dönüştürücü bileşenlerinin nominal sıcaklıklarına kadar ısınması için zaman olacaktır. Mosfetlerin soğutucusunun sıcaklığını ölçmekte fayda var, 25*C ortam sıcaklığında 50-60*C'yi geçmemelidir. Son olarak, dönüştürücüyü tam tahrikli bir amplifikatörle yüklemeniz ve PR1 potansiyometresini mümkün olduğunca sola, ancak dönüştürücünün kapanmaması için ayarlamanız gerekir. Dönüştürücünün güç dayanıklılığını kontrol etmek için 15ohm'luk bir ısıtıcı üzerinde 5-10 dakikalık bir test yeterlidir. Bu süre zarfında tüm dönüştürücü bileşenlerinin nominal sıcaklıklarına kadar ısınması için zaman olacaktır. Mosfetlerin soğutucusunun sıcaklığını ölçmekte fayda var, 25*C ortam sıcaklığında 50-60*C'yi geçmemelidir. Son olarak, dönüştürücüyü tam tahrikli bir amplifikatörle yüklemeniz ve PR1 potansiyometresini mümkün olduğunca sola, ancak dönüştürücünün kapanmaması için ayarlamanız gerekir.


SON AÇIKLAMALAR

Dönüştürücü birçok gereksinimimi karşılayacak şekilde tasarlandı, ancak ihtiyaçlarınıza göre de uyarlanabilir. Tahtayı tasarlarken, çeşitli tipte elemanların montajına uygun olması için mümkün olduğunca evrensel olmasını istedim. Farklı pin mesafeleri ve eleman boyutları öngördüm. Kazınmış tahtada delikler açarken, takmayı düşündüğünüz elemanların pimleri arasındaki mesafeyi dikkatlice kontrol etmelisiniz. Ne yazık ki her tür kasa için evrensel bir plaka yapamadım. Pin sayısı değiştirilebilmekte ve kart üzerindeki delikler pin sıraları arasındaki mesafeye göre ayarlanabilmekle birlikte, ikincil taraftaki pin aralıklarının karttaki ile tamamen aynı olması gerekmektedir. Bu nedenle her biri farklı pin aralıklarına sahip üç adet board tasarımı yaptım. Standart karkas pin aralığı 3,75mm ve 5mm’dir,
Transformatörün ve kapasitörlerin mosfetlerin yanındaki konumu, kartın tüm uzunluğu boyunca oldukça büyük bir mosfet ısı emicisinin monte edilmesine olanak tanır. Mosfetlerin pinleri uygun şekilde büküldükten sonra metal bir gövdeye monte edilmesi mümkündür. Böyle bir durumda her bir mosfetin kalın mika rondela ve vidaya özel rondela ile muhafazadan izole edilmesi gerekmektedir. Radyatörün arttırılması, dönüştürücünün gücünü teorik olarak 300-400W'a, hatta 500W'a çıkarmanıza olanak tanır. Daha sonra ETD39 çekirdeğinde bir transformatör kullanılması gerekir. Bu, C18 ve C19 kapasitörlerinin 470 uF, C10'un 1.5..2.2 uF olarak değiştirilmesini (karttaki taramayı unutmayın) ve 8 adet BY500 diyot kullanılmasını gerektirir.
Dönüştürücü, kısa devre koruması kaldırılarak basitleştirilebilir. Bu durumda, T3 akım transformatörünün birincil sargısı yerine, bir jumper lehimlemeniz, kontrolörün pin 15'ini kart üzerinde pin 14 ile lehimlemeniz, kart üzerindeki pin 16'yı pin 1 ile lehimlemeniz ve lehimleme elemanlarını R1 atlamanız gerekir, R2, R3, R6, R9, PR1, D1, D2, D3, D4, D5, C4 ve C7. Bu değişiklik, dönüştürücünün bir tür sakatlanması veya hatta hadım edilmesi olarak adlandırılabilir, çünkü aşırı yüklere karşı çok hassastır ve daha az güvenli olacaktır. Bu, tembel insanlar veya herhangi bir nedenle sistemlerinde kısa devre koruması istemeyenler için bir seçenektir.


MALİYETLER

TME.PL'deki fiyatlara dayalı bir maliyet tahmini sunuyorum:
- Bakır laminat --------------------------------- PLN 4.50
- 5A sigorta 250Vac muhafazalı ----------- PLN 1.40
- Konektörler 230Vac, +/-35V, +/-12V ---------------- PLN 2.80
- NTC başlatma termistörü --------------- ------ PLN 1.50
- Polyester kapasitörler C20, C21, C24 --- PLN 2.10
- L5 parazit önleyici filtre ------------------- PLN 4.40
- D26 ağ doğrultucu -D29 ---------------------- PLN 1,00
- Ağ doğrultucu D10-D13 ---------------- -- ---- PLN 0,40
- Giriş kapasitörleri C18, C19 ------------------------- PLN 8,00
- Transistörler Q1-Q7 ---- ----------------- ------------- PLN 2.60
- Q8, Q9 güç transistörleri - --------------------- PLN 5.30
- MKP C10 yüksek akım kondansatörü ---- - PLN 3.60
- Hızlı diyotlar D14-D17 ------- ------------------ PLN 0,50
- BY500 hızlı diyotlar D22-D25 ------- --------- PLN 2,00
- Şoklar L1, L2 ------------------------------------ PLN 4,00
- Şoklar L3, L4 -- ---------------------------------- PLN 13,00
- Küçük kapasitörler C1, C5, C11, C12 ----- --------------- -- PLN 0,80
- Çıkış kapasitörleri C14, C15 ---------- PLN 5,00
- Zener diyot 18V 1,3W ------- -------------- --- PLN 0,20
- 5k montaj potansiyometresi ------- PLN 0,60
- 1N4148 diyotlar ---- --------------- ------- PLN 0,80
- Güç dirençleri R9, R18, R22, R23 ------ ------------------- PLN 0,70
- Diğer dirençler 0,25W -- ------------------ PLN 0,60
- Diğer kapasitörler , seramik ------------ PLN 0,50
- ETD34 T1 karkaslı çekirdek ---------- ------- PLN 31,90
- T2 ve T3 için TN13 toroidal çekirdekler ---------- 8,80 PLN

Toplam: 107 PLN.
Bazı ürünler perakende satışta değildir, aynı anda birkaç parça satın almanız gerekir. Ancak bu sorun değil çünkü fazlalığı hızlı bir şekilde kullanacaksınız.Allegro'daki

ETD34 setinin maliyeti 10-15 PLN'dir. TN13 de kuruş karşılığında satın alınabilir.Bir kez daha hasarlı bilgisayar güç kaynaklarını satın almanızı öneririm, örneğin Allegro'dan güç kaynakları satın alabilirsiniz, genellikle 5 güç kaynağı 10 PLN'ye satılır. Bu, başta transformatörler, bobinler, kapasitörler ve çok sayıda küçük parça olmak üzere pahalı parçalardan tasarruf sağlayacaktır. Bu sayede toplam maliyet 40-50 PLN + ATX güç kaynağı ile sınırlı olacak.

TME.PL'de, şebeke transformatörüne dayalı geleneksel 250 W güç kaynağının fiyatı 120-150 PLN arasında değişecektir. Anahtarlamalı güç kaynağı sadece genel olarak normal olandan daha iyi olmakla kalmaz, aynı zamanda daha ucuzdur Anahtarlamalı güç kaynağının tek dezavantajı zaman alıcı olmasıdır. Uygulanması bize hazır bir transformatöre bir köprü ve kapasitörler kurmaktan çok daha fazla işe mal olacak. Ancak DIY'nin amacı da budur, kendi başınıza benzersiz bir şey yapmak, başkalarının sahip olmadığı bir şey yapmak. Ve modern bir anahtarlamalı güç kaynağı oluşturmanın memnuniyeti paha biçilemez.


Aşağıda A4 formatına kalibre edilmiş pano şablonlarını ve bir montaj şemasını ekliyorum. Standart versiyondaki elemanların kısa devre koruması yoktur.

/düzenlemek
ETD39 çekirdeğini monte etmek için uyarlanmış bir kart modeli ekliyorum

/düzenle
Dikey karkaslı bir ETD34 çekirdeğini monte etmek için uygun bir kart modeli ekliyorum


Bu şekilde hazırlanan açıklama ve belgeler için tebrikler!
Diğer tüm yapılar benzer şekilde sunulmalıdır çünkü ancak o zaman profesyonel görünecektir.
Androot

Proje harika bir şekilde anlatılmış, kararlılığınız için tebrikler.

Şu soru ortaya çıkıyor: hoparlörlerdeki gürültü/uğultu ile ilgili sorun nedir? ve dönüştürücü çalışma sırasında herhangi bir gıcırtı sesi çıkarıyor mu?

------------

Doğrultucu diyotlar yerine uygun güçte köprüler kurmak daha uygun olmaz mıydı? /Yüzler/'

i düzelttim

Dönüştürücünün voltaj stabilizasyonu yoktur, bu nedenle stabilizasyon geri besleme devrelerinde salınımların indüksiyonundan kaynaklanan herhangi bir alt bileşen olmadan, tekdüze, önceden belirlenmiş 30 kHz frekansında çalışır. Darbe dönüştürücülerin transformatör güç kaynaklarına göre avantajı, çok hassas bir amplifikatör olsa bile hoparlörlerde en ufak bir şebeke uğultusuna neden olmamalarıdır. İyi ses ekipmanı üreten giderek daha fazla şirketin anahtarlamalı güç kaynaklarını kullanmaya başlamasının nedenlerinden biri de budur.

Hem uygulanışı hem de fikriyle beni büyüleyen birkaç Kendin Yap projesinden biri olduğunu söylemeliyim. Açıklama tek kelimeyle harika. Güzel ve iyi bir iş çıkardığınız için tebrikler. Görünüşe göre bu güç kaynağını gelecekteki amplifikatörüm için yapacağım, tek kelimeyle harika, panoların desenlerini düzenlenebilir bir biçimde isteyebilir miyim? Bende bunlardan fazla olduğu ve hiç IRF840 olmadığı için IRF840 yerine IRFPE40 transistörleri kullanabilir miyim?

Qwet, meslektaşlarının baskısı altında kendini harekete geçirdiğini görüyorum, etkilendim.
Söylesene, onu 1600W'a dönüştürmek için çok fazla değişiklik yapılması gerekir mi?

Yapabileceğim tek şey seni tebrik etmek

Tebrikler !
Harika bir proje, harika bir anlatım.
Bu bölümdeki projeler tam olarak böyle görünmeli. Ortalıkta birden fazla çekirdek bulunduğundan, benzer bir güç kaynağını aşağıdakilere göre kendim yapacağım: senin tarifin.
Soru:
TOP serisi sistemleri kullanarak güç kaynağı yapmayı denediniz mi?

Merhaba,
Sonunda ilginç bir proje!

T2 itme-çekme ile kontrol edilebilir, böylece iki transistör ortadan kaldırılmış olur.
Hatta testleri TL494'ün içerdiği transistörleri kullanarak yaptım - böylece 4 transistör ortadan kalkacaktı (ancak test sisteminde güç 20W'ı geçmedi).
Bu sadece daha önemli bir konuya girişti: T2 bifilar'ın sekonder sargılarını sarmak çok daha iyi sonuçlar verir. Devremdeki güç transistörleri soğudu (bunun pinleri ortadan kaldırdığını mı yoksa simetriyi mi iyileştirdiğini bilmiyorum - osiloskopum yok).

TL494, uc384x gibi "ateşlenebilir", yani: pim 12'ye 320V'luk bir direnç ve ondan toprağa 100uF'lik bir kapasitör. Sistemin başlatılmasını sağlayan minimum kapasitör şarj akımı yaklaşık 6ma idi. Tabii ki, 12. bacakta bir yardımcı sargı, diyot -> bobin (benim durumumda yaklaşık 100uH) -> kapasitör olmalı. İkincilde kısa devre olması durumunda sistem güzel bir şekilde kapandı.

Evet biliyorum, birçok çözüm olabilir. Ben sadece T2 sekonder sargılarının bifilar sargısını kastettim (sonuçta çok fazla yok ve AT(Xa) çekirdeğinde) Sorunsuz bir şekilde yapılabilir ve kendinizi küfürden kurtarabilirsiniz. Çok güzel işçilik ve anlatım



. Keşke elektrotta bunlardan daha fazlası olsaydı.

Gratulacje - porządny opis na elektrodzie to rzadkość - może rozpocząłeś na elektrodzie nową erę projektów porządnie opisanych (nie zbyłeś współbiesiadników jak wymieniony przez Ciebie kolega), projektowi też nic nie brakuje - ale może by się dało poprawić stabilizację napięcia wyjściowego w zasilaczach jakoś sobie z tym radzą - nie znam się na przetwornicach stąd te pytanie, ew. napisz co mogło by poprawić stabilizację (dał palec to rękę chcą odgryźć, no cóż wszystkim nie dogodzisz).

Wprowadzenie stabilizacji napięcia, to konieczność nawinięcia dławika sprzężonego na wyjściu - żeby napięcia były współbieżne. Ale to jeszcze najmniejszy z problemów - prawdziwym wyzwaniem byłaby kompensacja zasilacza, żeby nie dostawał "czkawki" i nie zaczął hałasować. "Czkawka" powodowałaby zaniki napięć pomocniczych (+/- 12V) a skwierczącego zasilacza w sprzęcie audio raczej nikt sobie nie życzy.

A jak z grzaniem się konstrukcji ? Czy taki mały radiator wystarcza ? Jak z resztą elementów - cewki itp ?

W związku z tematem, mam pytanie do szanownych elektrodowiczow, czy w profesjonalnych konstrukcjach często spotyka się zasilacze impulsowe w końcowych elementach toru audio? Bo teoria wskazuje, że niemożliwe jest pozbycie się brumów w zasilaczach tego typu, ze względu na rozwinięcie Fouriera. Pozdrawiam.

Zasilacze impulsowe są powszechnie stosowane w profesjonalnym sprzęcie estradowym.

Co do teorii brumów - mam nadzieję, że tutaj o audiovoodoo nie będziemy rozmawiać.

-> KJ
Oczywiście można zastosować IRFPE40, ale dadzą one gorsze wyniki. W ich przypadku jako R12 i R13 trzeba zastosować 22-33Ω, ponieważ mają one większe pojemności bramek. Ze względu na większą rezystancję włączonego drenu i mimo lepszej Rthjc, tranzystory IRFPE40 będą potrzebowały większego radiatora aby osiągnąć tą samą moc co IRF840.
To są tranzystory do prac przy napięciach zasilania w okolicach 500-600V lub właśnie 300V ale w układzie flyback / jednotranzystorowy forward. W tym zasilaczu występuje tylko 300V, więc ich stosowanie trochę się nie opłaca. Oczywiście całość będzie działać, ale moc i sprawność będzie trochę mniejsza niż w przypadku IRF840.

-> markovip
Do 1600W potrzeba rdzenia ETD59, który zajmie połowę płytki

-> mr.chrumps
Nie znam układów tej serii, nigdy nie miałem z nimi styczności.

-> MichalKl
Sterowanie T2 jest wykonane w topologii push-pull, inaczej nie byłoby możliwości sterowania dwoma tranzystorami. Domyślam się, że chodzi ci o dzielone uzwojenie i sterowanie kluczami z tranzystorów wewnętrznych TL494. Takie rozwiązanie nie byłoby dobre, ponieważ nie ma możliwości kontroli napięcia rozmagnesowania rdzenia w czasie martwym. Diody równolegle z tranzystorami pozwolą ci zwracać energię do kondensatora blokującego zasilanie, ale to nadal będzie powodowało powstawanie dużego napięcia rozmagnesowania na uzwojeniach. Taki układ z dodatkowymi tranzystorami 2SC945 stosuje się w zasilaczach ATX, ale tam w czasie martwym oba klucze są otwarte, co skutecznie blokuje powstawanie napięcia rozmagnesowania.

Układ zrobiłem tak, aby działał bardzo stabilnie i pewnie. Dodatkowo chciałem ograniczyć ilość uzwojeń, aby sporządzenie transformatorów było jak najłatwiejsze, ponieważ nie każdy poradziłby sobie z wielouzwojeniowym transformatorem. Nawijanie uzwojeń wtórnych T2 bifilarnie nie jest konieczne. Drobna niesymetria napięć na tych uzwojeniach nie jest w stanie zagrozić stabilności pracy przetwornicy, ponieważ napięcie na bramce otwartego tranzystora jest o 10V wyższe niż minimalne napięcie otwarcia drenu. Gdyby napięcia na bramkach obu mosfetów w czasie otwarcia różniły się o 1-2V, nic takiego by się nie stało

A co do zasilania sterownika, w moim układzie bierze prawie 30mA. W przypadku zasilania z +320V wymagałoby to zastosowania rezystora 10W i wytracania 9W mocy. Po prostu się nie opłaca, zwłaszcza że sterownik jest już odizolowany od kondensatorów wejściowych. Znacznie opłacalniej ze względu na sprawność przetwornicy jest wprowadzić do sieci trochę pojemnościowej mocy biernej. Jest ona obecna w każdym zasilaczu ATX w postaci filtra sieciowego, więc w niczym nie przeszkadza

-> shadow0013
Przeczytaj co napisał RoMan. Stabilizacja napiecia wyjściowego bardzo mocno komplikuje układ. Potrzebny jest duży, sprzężony dławik wyjściowy, a dobranie przyzwoitej kompensacji przy tak nieregularnym obciążeniu jest prawie niemożliwe - stabilizacja będzie wariować.
Stabilność napięcia w opisywanym urządzeniu jest i tak lepsza od stabilności napięcia transformatorów sieciowych. Po co komplikować układ?

-> skaktus
W pierwszym poście podałem temperatury radiatora. Taki jak jest całkowicie wystarcza do mocy 250W
Z pozostałych elementów diody UF5408 grzeją się dość mocno (60*C), dławiki mniej ale też, nieznacznie uzwojenia transformatora głównego (nie rdzeń), termistor się grzeje i jeszcze C10 troszeczkę się nagrzewa. Reszta elementów w miarę chłodna

Qwet wrote:

-> (...) Stabilność napięcia w opisywanym urządzeniu jest i tak lepsza od stabilności napięcia transformatorów sieciowych. Po co komplikować układ? (...)

Stabilność w niestabilizowanym SMPS jest uwarunkowana pojemnością po stronie pierwotnej C18, C19 i wtórnej C14, C15. Zarówno w tym zasilaczu jak i w typowym niestabilizowanym zasilaczu (50Hz) na wyjściu występują tętnienia 100Hz i kolejne harmoniczne. Jednakże należy zauważyć, że dla poprawnie zaprojektowanego wzmacniacza mocy (z odpowiednio wysokim PSRR) nie stanowi to żadnego problemu.

Cena całości i trud włożony w zaprojektowanie, zmontowanie i uruchomienie wskazuje, iż zasilacz ten ma znaczenie dydaktyczne. Z tego też powodu większość amatorów wzmacniaczy mocy nadal będzie konstruować zasilacze oparte o transformator sieciowy 50Hz.

Co do zasilania z +320V - gdyby zamiast TL494 zastosować TL594 - możnaby skorzystać z zabezpieczenia undervoltage i możliwości startu "z próbkowaniem" - wtedy nie potrzeba dużego prądu do startu przetwornicy - energia do startu czerpana byłaby z kondensatora a po starcie z dodatkowego uzwojenia. Ale TL594 jest trudniej dostępny
Innym wyjściem jest zastosowanie układu startu ze stabilizatorem LR8 - ale również on nie jest łatwo dostępny i tani

Osobiście nie ryzykowałbym układu zasilania z kondensatorem - w tej sytuacji skorzystałbym jednak z małego transformatora (mam maleństwa 12V 0.08VA) i dodatkowego uzwojenia na transformatorze głównym.

Co do mocy 1.6 kW - tu warto już zastosować układ pracujący w trybie prądowym i pełny mostek. Choćby tylko w celu zabezpieczenia łagodnego startu oraz przeciwzwarciowego - to już duże prądy.

Układy TOP to klasyczne flybacki zazwyczaj. Moc bodaj do 250W max.

Quote:

Sterowanie T2 jest wykonane w topologii push-pull, inaczej nie byłoby możliwości sterowania dwoma tranzystorami. Domyślam się, że chodzi ci o dzielone uzwojenie i sterowanie kluczami z tranzystorów wewnętrznych TL494.

Mi to wygląda na full-bridge. Chodziło mi o dzielone uzwojenie (tak jak w ATX)- potocznie zwane jako push-pull (gdzie drugą gałąź mostka tworzą właśnie te uzwojenia). Cyba, że jestem w błędzie...
O napięciu rozmagnesowania i "otwartymi kluczami na raz" muszę poczytać - człowiek uczy się całe życie.

Ja się posunąłem dalej: transformator sterujący był podłączony do wewnętrznych tranzystorów tl494 . Ale to było w formie ciekawostki i moc przetwornicy nie przekraczała 20W.

Quote:

A co do zasilania sterownika, w moim układzie bierze prawie 30mA. W przypadku zasilania z +320V wymagałoby to zastosowania rezystora 10W

Eh, nie zrozumieliśmy się. Jest tam wyraźnie napisane, że wymagane jest uzwojenie pomocnicze. Rezystor służy tylko do naładowania kondensatora i wystartowania układu, resztę przejmuję na siebie właśnie to uzwojenie pomocnicze . Zaleta takiego rozwiązania jest min. ochrona przeciwzwarciowa (przeciążeniowa). Mi coś takiego działało ładnie, choć wiem, że niektóre osoby wypowiadają się źle na temat takiego zabezpieczenia.

Mylisz pojęcia. Układ push-pull to taki, w którym rdzeń transformatora magnesowany jest w obie strony. Nie ma znaczenia czy to mostek czy półmostek, w obu przypadkach zachodzi magnesowanie obustronne, a więc push-pull.
U mnie jest to układ push-pull pełnomostkowy z jednym uzwojeniem, a ty proponujesz układ push-pull pełnomostkowy z uzwojeniem podzielonym na klucze. Twój układ nie będzie działał poprawnie właśnie ze względu na napięcie rozmagnesowania rdzenia w czasie martwym, które będzie załączać drugi tranzystor wcześniej niż chce tego sterownik. Innymi słowy, od razu w momencie rozpoczęcia zamykania jednego z mosfetów napięcie rozmagnesowania wymusi rozpoczęcie otwierania drugiego z mosfetów. Może to spowodować przepływ prądów zwarciowych przez oba tranzystory naraz... No i niekontrolowany wzrost wypełnienia do wartości bliskich 100% Jestem ciekaw jak to u ciebie działało. Jeśli możesz, wyślij mi proszę schemat twojego układu na PW

No tak, teraz doczytałem - dodatkowe uzwojenie zasilające układ scalony. Nie rozumiem tylko w jaki sposób zrealizowałeś na tym zabezpieczenie przeciwzwarciowe.


-> dwpl
Stabilność napięcia w zasilaczu impulsowym zależy od jakości wykonania transformatora impulsowego bardziej niż od pojemności kondensatorów. W zasilaczach z transformatorem sieciowym elementem ograniczającym prąd ładowania kondensatorów wyjściowych jest rezystancja uzwojeń transformatora. Trafo wykorzystuje swoją rezystację do ładowania kondensatorów dłuższymi impulsami i mniejszych wartościach. W przypadku zasilaczy impulsowych kondensatory wejściowe są ładowane za każdym szczytem sinusa do wartości jego amplitudy, krótkimi impulsami bardzo dużego prądu, natomiast kondensatory wyjściowe ładowane są prądem ciągłym, delikatnie falującym w rytm ładowań kondensatorów wejściowych . Elementem ograniczającym stabilność napięcia wyjściowego oraz przenoszenie pulsacji 100Hz jest tu sprzężenie magnetyczne między uzwojeniami. Im lepsze sprzężenie tym mniejsze spadki napięcia, ale również gorsza filtracja od przydźwięku sieci.

Niemniej, w przypadku nawet niestabilizowanego zasilacza impulsowego przydźwięk sieciowy jest znacznie mniejszy niż na transformatorze sieciowym.

Nie no, Qwet pokazałeś tym razem najlepszą klasę. Z czystym sumieniem mogę powiedzieć, że jest do najlepsza przetwornica do audio na tym forum, wykonana przez osobę dobrze znającą się na swoim rzemiośle
Opis naprawdę wyczerpujący i dokładny. Również niezłe fotki.
Teraz mam jeszcze pytanie. Czy przy uzyskaniu mocy 1kW, inne tranzystory mocy, dławiki, diody i rdzeń, mógłby zostać ten sterownik. Pytam z czystej ciekawości.
Masz zamiar teraz robić przetwornicę o większej mocy? Powiedzmy niech będzie ten symboliczny 1kW.

Na zaprojektowanie porządnej przetwornicy o mocy 1kW potrzebowałbym przynajmniej 2 miesięcy. Postaram się wykonać projekt takiej przetwornicy jeszcze w tym roku bo widzę duże zainteresowanie tego typu konstrukcjami

Z prezentowanej przetwornicy po wspomnianych przez ciebie modyfikacjach da się wyciągać najwyżej 400-500W. Do większych mocy trzeba już przerabiać płytkę. Trzeba zrobić miejsce między innymi na duży transformator, kondensatory wejciowe, wyjściowe, sprzęgający MKP i podobne duże elementy.

No, bardzo fajny zasilaczyk, dobra robota. Aż się nie chce wierzyć w te 40 stopni na radiatorze (czym mierzyłeś?).
Z racji braku stabilizacji, dałbym liniowe stabilizatory na wyjściu zasilającym przedwzmacniacz (+-12V). Tak zresztą zrobiłem w moim nieudanym zasilaczu na IR2153.
Pierwszy raz spotykam się z pojęciem "napięcie rozmagnesowywania", prosiłbym o wyjaśnienie .

Qwet wrote:

W przypadku zasilaczy impulsowych kondensatory wejściowe są ładowane za każdym szczytem sinusa do wartości jego amplitudy, krótkimi impulsami bardzo dużego prądu, natomiast kondensatory wyjściowe ładowane są prądem ciągłym, delikatnie falującym w rytm ładowań kondensatorów wejściowych .

Z tym bym się nie zgodził, tętnienia będą takie same jak w klasycznym zasilaczu sieciowym. Dokładniej mówiąc, będą takie same, gdy pojemność kondensatorów po stronie wtórnej zasilacza klasycznego, będzie równa pojemności kondensatorów po stronie wtórnej zasilacza impulsowego bez stabilizacji + przetransformowana na stronę wtórną pojemność kondensatorów wejściowych.
Czy ja też o czymś zapomniałem?

Qwet wrote:

U mnie jest to układ push-pull pełnomostkowy z jednym uzwojeniem, a ty proponujesz układ push-pull pełnomostkowy z uzwojeniem podzielonym na klucze.

Przede wszystkim szacunek za piękny opis i przemyślaną konstrukcję.
Chciałbym jednak powiedzieć, że przedstawiony układ jest półmostkowy, a pełnomostkowy, tam gdzie tu jest dzielnik kondensatorowy, miałby dwa tranzystory. Tak dla potomnych, żeby teoria była zgodna z rzeczywistością...

Część pomiędzy kondensatorami wejściowymi a wyjściowymi działa jak filtr dolnoprzepustowy - pulsacje powstające na kondensatorach wejściowych są tłumione przez niedoskonałe sprzężenie magnetyczne między pierwotnym a wtórnym uzwojeniem. Przenoszenie energii jest ciągłe, nie ma momentu gdy kondensatory wyjściowe nie są ładowane, jedynie zmienia się intensywność ich ładowania. W przypadku zasilaczy standardowych kondensatory są raz na 10ms doładowywane, a przez większość czasu rozładowywane. Występują tam znacznie większe pulsacje napięcia.

Temperaturę na radiatorze mosfetów mierzyłem miernikiem uniwersalnym z pomiarem temperatury z wykorzystaniem termopary. Końcówkę pomiarową włożyłem do trzeciej dziurki w radiatorze, temperatura zmierzona była w miarę zgodna z rzeczywistością. Temperatura otoczenia około 20*C, a radiatora 40*C właśnie. Te 40*C wyczuwałem w palcach jako już dość ciepłe, jeszcze nie gorące ale też nie letnie. Trudno mi określać to słowami

-> krzych.b
Nie jesteś w temacie. Przeczytaj dokładnie o czym mowa

Dodano po 12 [minuty]:

-> Ptolek
Zapomniałem napisać o napięciu rozmagnesowania. Wiadomo, że każdy transformator to również cewka indukcyjna, podczas pracy będzie się ładował i rozładowywał. Po naładowaniu go do jakiegoś tam nawet niewielkiego prądu i wyłączeniu napięcia magnesującego (zamknięciu jednego z BD135) transformator będzie wymuszał na swoich uzwojeniach napięcie dążące do podtrzymania przepływu prądu w którymś z uzwojeń. Zjawisko to jest bardzo groźne, ponieważ po nagłym przerwaniu przepływu prądu, na uzwojeniach transformatora wyindukuje się bardzo wysokie napięcie, które może uszkodzić półprzewodniki. Stosując diody 1N4148 w sterowniku trafa sterującego zredukowałem napięcie rozmagnesowania rdzenia do wartości około 1,5V. W czasie martwym prąd indukcyjny transformatora sterującego płynie swobodnie przez uzwojenie pierwotne, diodę i BD136, więc prawie nie odkłada się napięcie rozmagnesowania Dopiero gdy sterownik poda impuls stanu wysokiego na jednym z emiterów i zostanie zamknięty jeden z tranzystorów BD136, powstanie napięcie rozmagnesowywania. Prąd rozmagnesowania płynie wtedy przez same diody 1N4148. Po około 1/3 czasu trwania impulsu napięcie rozmagnesowania zamienia się w napięcie magnesowania za sprawą tranzystorów sterujących trafem Widać to na oscylogramie w pierwszym poście.

Qwet wrote:

Zapomniałem napisać o napięciu rozmagnesowania. (...)

Aaaa, czyli chodziło o napięcie samoindukcji? Ogólnie jak to działa to ja rozumiem, ale terminologia ma spore znaczenie (choć największe znaczenie ma jakość konstrukcji).
Dalej nie jestem przekonany, że tętnienia są znacznie mniejsze w zasilaczu impulsowym, przecież amplituda napięcia na wyjściu transformatora zmienia się w takt napięcia na kondensatorach po stronie pierwotnej. Coś w rodzaju modulacji amplitudowej przebiegu prostokątnego, na wyjściu mamy demodulację, nośna to kilkadziesiąt kHz.
I kiedy ta amplituda jest mniejsza, to kondensatory nie są ładowane (przecież przekładnia się nie zwiększa nagle), może byłoby tak w przetwornicach zaporowych.

MichalKl wrote:

Eh, nie zrozumieliśmy się. Jest tam wyraźnie napisane, że wymagane jest uzwojenie pomocnicze. Rezystor służy tylko do naładowania kondensatora i wystartowania układu, resztę przejmuję na siebie właśnie to uzwojenie pomocnicze . Zaleta takiego rozwiązania jest min. ochrona przeciwzwarciowa (przeciążeniowa). Mi coś takiego działało ładnie, choć wiem, że niektóre osoby wypowiadają się źle na temat takiego zabezpieczenia.

TL494 nie ma blokady undervoltage, wymaganej do poprawnej pracy w tym trybie - potrzebny byłby TL594, który różni się od TL494 właśnie posiadaniem tego układu.

Polecasz diody BY500-600. Jednak w drugim temacie, powiedziałeś, że BY550-600 są za wolne. Patrząc np. do TME to zarówno BY500 jak i BY550 mają podane, prąd 5A, a czas przełączania 200ns. Jakby przy tej przetwornicy zastosować szybsze diody, to czy czasem nie powinno to zredukować trochę ich grzania?

Sprawa diod BY500 i BY550 była wyjaśniana w innym wątku. Po co do niej wracasz?

Masz tu PDFy:
http://pdf.elenota.pl/pdf/Vishay/by500.pdf
http://pdfdata.datasheetsite.com/web/22769/BY550.pdf
i znajdź na pierwszych stronach podstawową różnicę pomiędzy nimi.

Dzięki RoMan. Wróciłem d tego ponieważ nie mogłem znaleźć wątku o którym wspominasz. Jakbyś mógł podesłać mi na priva link. Z góry dzięki, i przepraszam za "zamieszanie".

Quote:

TL494 nie ma blokady undervoltage, wymaganej do poprawnej pracy w tym trybie - potrzebny byłby TL594, który różni się od TL494 właśnie posiadaniem tego układu.

Też tak myślałem. Przeglądałem sobie noty katalogowe TL494 i trafiłem kiedyś na http://pdf.elenota.pl/pdf/ON_Semiconductor/tl494-d.pdf
Na stronie 5 jest tam komparator napięcia zasilania, zupełnie jak w TL594. Albo jest to ewidentny błąd, albo jakaś nowsza wersja układu. Niemniej jednak postanowiłem to przetestować (przy 30V) i okazało się, że układ ładnie wystartował! Testowane również przy 320V.

Quote:

Aaaa, czyli chodziło o napięcie samoindukcji?

Tak też myślałem.

Quote:

Mylisz pojęcia. Układ push-pull to taki, w którym rdzeń transformatora magnesowany jest w obie strony. Nie ma znaczenia czy to mostek czy półmostek, w obu przypadkach zachodzi magnesowanie obustronne, a więc push-pull.

Tak to wiem. Kwestia nazewnictwa - mój błąd. Na hasło push-pull najczęściej daję się znaleźć układy z dzielonym transformatorem, natomiast na hasło ful-bridge wyskakuję z czterema tranzystorami.

Quote:

Twój układ nie będzie działał poprawnie właśnie ze względu na napięcie rozmagnesowania rdzenia w czasie martwym, które będzie załączać drugi tranzystor wcześniej niż chce tego sterownik.

No widzisz, czyli jestem w czepku urodzony . Jak już powiedziałem, u mnie ruszyło.
Będę wiedział na przyszłość - dzięki.
Część schematu podeślę jutro-sprawdzisz a ja się nauczę czegoś .
Nawiasem mówiąc widziałem kilka schematów w podobnej konfiguracji, ale bez tych diod (również postaram się je wysłać).

-> MichalKl

To, że układ wystartował raz o niczym nie świadczy. Do poprawnego działania układu startowego z zabezpieczeniem konieczne jest istnienie blokady undervoltage - żeby nie dochodzi przy przeciążeniu (nie zwarciu!) do sytuacji niepełnego wysterowywania tranzystorów kluczujących.
Dlatego właśnie powstała wersja z blokadą - TL594.

Podany link (usuń kropkę z końca linka!) prowadzi do PDFa ONSemi a nie TI - autora układu. Być może ONSemi produkuje układ z blokadą, choć 4.9V to trochę za mało do poprawnego wysterowywania MOSFETów.